LLC谐振变换器论文和设计-汤仙明

全文摘要

本申请公开了LLC谐振变换器，包括：驱动变压器，所述驱动变压器包括彼此耦合的控制绕组、负载绕组、第一驱动绕组、第二驱动绕组，所述负载绕组连接在谐振回路上；第一双极型晶体管和第二双极型晶体管，彼此串联连接并且具有中间节点，所述谐振回路连接至所述中间节点；控制模块，与所述控制绕组相连接，控制所述控制绕组的第一端和第二端的连接状态以调节谐振频率，其中，所述控制模块周期性地将所述控制绕组的第一端和第二端之一连接至供电电压。该LLC谐振变换器采用导通或断开控制绕组与供电电压之间的路径的方式控制绕组的连接状态，以避免控制绕组的两端都会产生负电压，使得控制模块失效导致双极型晶体管器件损坏。

主设计要求

1.一种LLC谐振变换器，其特征在于，包括：主变压器，所述主变压器包括彼此耦合的原边绕组和副边绕组；驱动变压器，所述驱动变压器包括彼此耦合的控制绕组、负载绕组、第一驱动绕组、第二驱动绕组；谐振元件，与所述原边绕组相连接形成谐振回路，所述负载绕组连接在谐振回路上，所述谐振回路的谐振电流流经所述负载绕组；第一双极型晶体管和第二双极型晶体管，彼此串联连接并且具有中间节点，所述谐振回路连接至所述中间节点，所述第一双极型晶体管和第二双极型晶体管分别连接至所述第一驱动绕组和所述第二驱动绕组以获得相应的驱动电流；控制模块，与所述控制绕组相连接，控制所述控制绕组的第一端和第二端的连接状态以调节谐振频率，其中，所述控制模块周期性地将所述控制绕组的第一端和第二端之一连接至供电电压。

设计方案

1.一种LLC谐振变换器，其特征在于，包括：

主变压器，所述主变压器包括彼此耦合的原边绕组和副边绕组；

驱动变压器，所述驱动变压器包括彼此耦合的控制绕组、负载绕组、第一驱动绕组、第二驱动绕组；

谐振元件，与所述原边绕组相连接形成谐振回路，所述负载绕组连接在谐振回路上，所述谐振回路的谐振电流流经所述负载绕组；

第一双极型晶体管和第二双极型晶体管，彼此串联连接并且具有中间节点，所述谐振回路连接至所述中间节点，所述第一双极型晶体管和第二双极型晶体管分别连接至所述第一驱动绕组和所述第二驱动绕组以获得相应的驱动电流；

控制模块，与所述控制绕组相连接，控制所述控制绕组的第一端和第二端的连接状态以调节谐振频率，

其中，所述控制模块周期性地将所述控制绕组的第一端和第二端之一连接至供电电压。

2.根据权利要求1所述的LLC谐振变换器，其特征在于，所述控制模块包括：

供电端，提供所述供电电压；

第一P型MOSFET，连接在所述供电端和所述控制绕组异名端之间；以及

第二P型MOSFET，连接在所述供电端和所述控制绕组同名端之间，

其中，所述第一P型MOSFET和所述第二P型MOSFET互补导通。

3.根据权利要求2所述的LLC谐振变换器，其特征在于，所述控制模块还包括：

反相器，用于将第一栅极控制信号反相获得第二栅极控制信号，

其中，所述第一P型MOSFET的栅极和所述第二P型MOSFET的栅极分别接收所述第一栅极控制信号和所述第二栅极控制信号。

4.根据权利要求3所述的LLC谐振变换器，其特征在于，所述第一栅极控制信号为时钟信号，并且所述时钟信号的频率根据所述LLC谐振变换器的输出电压和\/或输出电流的采样信号进行反馈控制。

5.根据权利要求1所述的LLC谐振变换器，其特征在于，所述谐振元件包括串联连接的谐振电感和谐振电容。

6.根据权利要求1所述的LLC谐振变换器，其特征在于，还包括：

第一限流电阻，所述第一驱动绕组和所述第一限流电阻串联连接在所述第一双极型晶体管的基极和发射极之间，并且所述第一驱动绕组的同名端连接至所述第一双极型晶体管的基极；以及

第二限流电阻，所述第二驱动绕组和所述第二限流电阻串联连接在所述第二双极型晶体管的基极和发射极之间，并且所述第二驱动绕组的异名端连接至所述第二双极型晶体管的基极。

7.根据权利要求1所述的LLC谐振变换器，其特征在于，所述第一双极型晶体管和所述第二双极型晶体管为选自NPN型晶体管和PNP型晶体管中的任意一种。

设计说明书

技术领域

本实用新型涉及电源技术领域，更具体地，涉及LLC谐振变换器。

背景技术

谐振型开关变换器是采用开关管获得方波电压以及采用谐振电路进行谐振以实现能量传输的功率变换器。LLC谐振变换器包括LLC组成的三阶谐振网络，可以在窄频率范围内实现负载从满载到空载的调节。LLC 谐振变换器具备较高的功率密度及较少的电子元器件数量，同时拥有平滑的电流波形，有利于改善电磁干扰，并且能够在整个运行范围内实现开关管的零电压切换(Zero Voltage Switching，ZVS)和零电流切换(Zero CurrentSwitching，ZCS)，有助于获得极高的效率，因此被广泛应用。

LLC谐振变换器中开关管包括MOSFET(金属-氧化物-半导体场效应晶体管)和双极型晶体管。在采用MOSFET的LLC谐振变换器中，需要采用控制模块提供开关控制信号。虽然MOSFET具有出色的开关性能，然而，控制模块过于复杂，导致电路成本高。在采用双极型晶体管的LLC谐振变换器中，双极型晶体管的驱动方式通常是自激振荡式的。

在自激振荡LLC半桥驱动的拓扑结构中，采用主变压器实现从原边绕组至副边绕组的电能输送，采用驱动变压器提供双极型晶体管的开关控制信号。由于驱动变压器与谐振回路耦合，因此，双极型晶体管的开关换向为自然产生的。LLC谐振变换器为自激振荡驱动(Self-Oscillating Converter，缩写为SOC)，并且具有固定的SOC谐振频率。由于使用驱动变压器提供双极型晶体管的基极驱动信号，因此，采用双极型晶体管的LLC谐振变换器可以简化控制模块的结构以降低电路成本。

为了实现恒流和\/或恒压输出，进一步改进的LLC谐振变换器包括控制模块，并且在驱动变压器里面增加一控制绕组。该控制模块周期性地将控制绕组短路，使得双极型晶体管的开关换向提前，从而通过改变谐振频率来控制从变压器的原边绕组向副边绕组的电能传输。

然而，一般的LLC谐振变换器的控制模块将控制绕组的第一端和第二端连接至两个N型MOSFET的漏端，两个N型MOSFET的衬底和源端都接地，但是在工作过程中控制绕组的两端都会产生负电压，会使得控制模块失效导致双极型晶体管器件损坏。仍然期望进一步改进LLC谐振变换器的控制模块以抑制在工作过程中控制绕组的两端产生的负电压。

实用新型内容

鉴于上述问题，本实用新型的目的在于提供LLC谐振变换器，其中，采用导通或断开控制绕组与供电电压之间的路径的方式控制绕组的连接状态，以避免控制绕组的两端都会产生负电压，会使得控制模块失效导致双极型晶体管器件损坏。

根据本实用新型的一方面，提供一种LLC谐振变换器，包括：

主变压器，所述主变压器包括彼此耦合的原边绕组和副边绕组；

驱动变压器，所述驱动变压器包括彼此耦合的控制绕组、负载绕组、第一驱动绕组、第二驱动绕组；

谐振元件，与所述原边绕组相连接形成谐振回路，所述负载绕组连接在谐振回路上，所述谐振回路的谐振电流流经所述负载绕组；

控制模块，与所述控制绕组相连接，控制所述控制绕组的第一端和第二端的连接状态以调节谐振频率，

其中，所述控制模块周期性地将所述控制绕组的第一端和第二端之一连接至供电电压。

可选地，所述控制模块包括：

供电端，提供所述供电电压；

第一P型MOSFET，连接在所述供电端和所述控制绕组异名端之间；以及

第二P型MOSFET，连接在所述供电端和所述控制绕组同名端之间，其中，所述第一P型MOSFET和所述第二P型MOSFET互补导通。

可选地，所述控制模块还包括：

反相器，用于将第一栅极控制信号反相获得第二栅极控制信号，

其中，所述第一P型MOSFET的栅极和所述第二P型MOSFET的栅极分别接收所述第一栅极控制信号和所述第二栅极控制信号。

可选地，所述第一栅极控制信号为时钟信号，并且所述时钟信号的频率根据所述LLC谐振变换器的输出电压和\/或输出电流的采样信号进行反馈控制。

可选地，所述谐振元件包括串联连接的谐振电感和谐振电容。

可选地，还包括：

可选地，所述第一双极型晶体管和所述第二双极型晶体管为选自 NPN型晶体管和PNP型晶体管中的任意一种。

根据本实用新型实施例的LLC谐振变换器，其中包括驱动变压器及其控制模块，控制模块控制控制绕组的第一端和第二端的连接状态以调节谐振频率，其中，控制模块周期性地将所述控制绕组的第一端和第二端之一连接至供电电压。该LLC谐振变换器采用导通或断开控制绕组与供电电压之间的路径的方式控制绕组的连接状态，以避免控制绕组的两端产生负电压，使得控制模块失效导致双极型晶体管器件损坏。

在优选的实施例中，控制模块包括分别将控制绕组的第一端和第二端连接至供电端的第一P型MOSFET和第二P型MOSFET，利用第一P 型MOSFET和第二P型MOSFET在截止状态的体二极管供电电压的正向钳位，从而始终维持正电压特性。

附图说明

通过以下参照附图对本实用新型实施例的描述，本实用新型的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1示出根据现有技术的一种LLC谐振变换器的示意性电路图。

图2示出本实用新型包含控制模块的LLC谐振变换器的示意性电路图。

图3示出根据本实用新型实施例的LLC谐振变换器中控制模块的示意性电路图。

图4示出采用图3所示控制模块的LLC谐振变换器的工作波形图。

图5a至5f示出采用图3所示控制模块的LLC谐振变换器在不同阶段的等效电路图。

具体实施方式

以下将参照附图更详细地描述本实用新型的各种实施例。在各个附图中，相同的元件采用相同或类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。

图1示出根据现有技术的一种LLC谐振变换器的示意性电路图。 LLC谐振变换器100包括双极型晶体管Q1和Q2、主变压器T1、驱动变压器T2、电阻R11和R12、谐振电感Lr、谐振电容Cr、二极管D1 和D2、电容Cout。双极型晶体管Q1和Q2例如是NPN型晶体管。

在LLC谐振变换器100的输入端和原边接地端之间接收直流输入电压Vin，在LLC谐振变换器100的输出端和原边接地端之间提供直流输出电压Vout。

在主变压器T1的原边，主变压器T1的原边绕组Lp、谐振电容器Cr 和谐振电感器Lr组成谐振回路。双极型晶体管Q1和Q2串联连接在输入端和接地端之间，二者的中间节点连接至谐振回路。驱动变压器T2包括围绕同一铁芯的三个绕组，即负载绕组W1、驱动绕组W2和W3。在谐振回路中，负载绕组W1与原边绕组Lp串联连接。同时，驱动绕组W2 与电阻R11串联连接在双极型晶体管Q1的基极和发射极之间，驱动绕组 W3与电阻R12串联连接在双极型晶体管Q2的基极和发射极之间，其中电阻R11和R12分别为限流电阻。驱动绕组W2和W3分别与双极型晶体管Q1和Q2的基极耦合，但方向相反。也即，驱动绕组W2的同名端连接至双极型晶体管Q1的基极，驱动绕组W3的异名端连接至双极型晶体管Q2的基极。这些绕组构成了用于提供必要电流以驱动双极型晶体管 Q1和Q2的基极，以实现自激振荡驱动(SOC，Self-Oscillating Converter)。

在自激振荡驱动信号的控制下，双极型晶体管Q1和Q2交替导通和关断，将直流输入电压转换成方波电压。该方波电压输入谐振回路，以产生谐振频率下的谐振电流。因此，通过谐振回路，电能从主变压器T1 的原边传输到主变压器T1的副边。

在主变压器T1的副边，二极管D1和D2组成整流电路。副边绕组的两端分别连接二极管D1和D2的阳极，副边绕组的中间抽头接地。输出电容Cout连接在二极管D1和D2的阴极和地之间，在其两端提供直流谐振输出电压。

根据现有技术的LLC谐振变换器使用驱动变压器提供双极型晶体管的基极驱动信号，因此，可以简化控制模块的结构以降低电路成本。然而，LLC谐振变换器为自激振荡驱动(Self-Oscillating Converter，缩写为SOC)，并且具有固定的SOC谐振频率。尽管可以省去用于为双极型晶体管提供基极驱动信号的控制模块，然而，采用固定的SOC谐振频率工作的LLC谐振变换器不能实现从主变压器的原边绕组至副边绕组的电能输送以实现反馈控制的功能。

图2示出本实用新型包含控制模块的LLC谐振变换器的示意性电路图。LLC谐振变换器200包括双极型晶体管Q1和Q2、主变压器T1、驱动变压器T2、谐振电感Lr、谐振电容Cr、二极管D1和D2、电容Cout、控制模块210。

图2中示出的LLC谐振变换器200与图1所示的LLC谐振变换器100 的结构基本相同，二者的不同之处主要在于，在图2中示出的LLC谐振变换器200还包括控制模块210及其连接的控制绕组W4。以下将描述二者的不同之处，对二者的相同之处不再详述。

在LLC谐振器200中，驱动变压器T2包括围绕同一铁芯的四个绕组，即负载绕组W1、驱动绕组W2和W3、控制绕组W4。在谐振回路中，负载绕组W1与原边绕组Lp串联连接。同时，驱动绕组W2与电阻R11 串联连接在双极型晶体管Q1的基极和发射极之间，驱动绕组W3与电阻R12串联连接在双极型晶体管Q2的基极和发射极之间，其中电阻R11和 R12分别为限流电阻。驱动绕组W2和W3分别与双极型晶体管Q1和Q2 的基极耦合，但方向相反。也即，驱动绕组W2的同名端连接至双极型晶体管Q1的基极，驱动绕组W3的异名端连接至双极型晶体管Q2的基极。这些绕组构成了用于提供必要电流以驱动双极型晶体管Q1和Q2的基极，以实现自激振荡驱动(SOC，Self-Oscillating Converter)。

在工作期间，双极型晶体管Q1和Q2交替导通和关断，将直流输入电压转换成方波电压。该方波电压输入谐振回路，以产生谐振频率下的谐振电流。因此，通过谐振回路，电能从主变压器T1的原边传输到主变压器T1的副边。

进一步地，LLC谐振变换器200采用控制模块210可以实现反馈控制功能。控制模块210周期性地将控制绕组W4的一端连接至供电电压，使得双极型晶体管Q1和Q2的开关换向提前，从而可以改变谐振频率。对驱动电压和\/或驱动电流进行采样，与参考信号比较以获得误差信号，以及根据误差信号改变谐振频率，从而提供恒定的驱动电压和\/或驱动电流。

图3示出根据本实用新型实施例的LLC谐振变换器中控制模块的示意性电路图。在该实施例中，采用控制模块310替代图2所示LLC谐振变换器中的控制模块210。

控制模块310的控制端TX1和TX2分别连接至控制绕组W4的同名端和异名端。控制模块310包括P型MOSFET M21和M22、反相器 U1。

反相器U1对时钟信号CLK进行反相，以获得互补的栅极控制信号。时钟信号CLK及其反相信号分别提供至P型MOSET M21和M22的栅极，使得两个MOSFET互补导通。P型MOSFETM21的电流端(源极和漏极)连接在控制端TX2与供电端之间，以提供二者之间的导通或断开路径，P型MOSFET M22的电流端(源极和漏极)连接在控制端TX1 与供电端之间，以提供二者之间的导通或断开路径。

如下文结合图4、5a至5f将描述的那样，在根据本实用新型实施例的LLC谐振变换器200中，控制模块310在工作过程中维持控制绕组 W4两端为正电压，从而可以保证控制模块310正常工作，进而保证双极型晶体管的正常工作。

图4示出采用图3所示控制模块310的LLC谐振变换器的工作波形图。在图中示出了时钟信号CLK、流经驱动变压器的负载绕组W1的谐振电流IR、流经驱动变压器的负载绕组W1的励磁电流ID随时间的变化关系。图5a至5f示出采用图3所示控制模块310的LLC谐振变换器在不同阶段的等效电路图。在图中采用实线表示实际电流流动路径，采用箭头表示电流的流动方向，虚线表示没有电流流动。

在LLC谐振变换器200中，控制模块310采用时钟信号CLK控制 P型MOSFET M21的导通状态，采用时钟信号CLK的反相信号控制P 型MOSFET M22的导通状态。

时钟信号CLK是由一个三角波信号和一个误差信号比较得到，误差信号由对输出电压和\/或谐振电流进行采样得到的采样信号与参考信号比较获得。

时钟信号CLK有高、低(1、0)两个状态的电平，谐振电流IR也有正、负(>0、<0)两个状态的电平，两两组合，共有四种不同的状态 t1至t4，从而产生不同的电路阶段。

第一阶段：在时间段t1中，时钟信号CLK为高电平状态，谐振电流IR为负电流。相应地，P型MOSFET M21处于截止状态，P型MOSFET M22处于导通状态，控制端TX1接VCC，控制端TX2通过一个寄生二极管连接到VCC。双极型晶体管Q1和Q2均处于截止状态。

如图5a所示，主变压器T1的原边绕组Lp对双极型晶体管Q2的寄生电容进行充电，使得双极型晶体管Q1和Q2之间的节点电压Vmid上升。谐振电流IR为负电流，即流入双极型晶体管Q1和Q2之间的节点，以及进一步从节点经由双极型晶体管Q2流回原边绕组Lp。谐振电流IR 从驱动变压器T2的负载绕组W1的异名端流向同名端，相应地，在驱动变压器T2的控制绕组W4的异名端(即，控制模块310的控制端TX2) 感应出正电压，P型MOSFET M21的体二极管导通，但由于控制绕组 W4与驱动绕组W2和W3存在匝比关系，驱动绕组W2和W3感应出的电压不足以导通Q1和Q2，因此，Q1和Q2截止。

如图5b所示，在节点电压Vmid上升至高于直流输入电压Vin时，双极型晶体管Q1的基极集电极结续流。驱动变压器T2的负载绕组W1 和驱动绕组W2串联使用。谐振电流IR为负电流，即流入双极型晶体管 Q1和Q2之间的节点，以及进一步从节点经由双极型晶体管Q1流向直流供电端。谐振电流IR从驱动变压器T2的负载绕组W1的异名端流向同名端，相应地，在驱动变压器T2的控制绕组W4的异名端(即，控制模块310的控制端TX2)感应出正电压，P型MOSFET M21的体二极管导通，但由于控制绕组W4与驱动绕组W2和W3存在匝比关系，驱动绕组W2和W3感应出的电压不足以导通Q1和Q2，因此，Q1和Q2 截止。

在图4所示的A点之后，控制绕组W4的电流换向，由于TX2端的寄生二极管只有单向导通特性，当控制绕组W4里面的电流换向之后，因此控制绕组W4中将不在有电流流动。控制绕组W4就不再对两个驱动绕组W2和W3有短路的效果。在时间段t1期间随着主变压器T1的原边绕组Lp的放电过程，谐振电流IR逐渐减小至零，然后开始时间段 t2。

第二阶段：在t2时刻，由于由于谐振电流IR换向，谐振电流IR从负载绕组W1的同名端流向异名端，其它绕组W2、W3以及W4的电流就要从异名端流向同名端；对于控制绕组W4由于TX2端有个二极管存在，阻止电流流动；驱动绕组W2感应出来的电流驱动三极管Q1开通；驱动绕组W3和Q2连接方式与W2和Q1的连接方式相反，无法驱动 Q2开通，因此Q2截止。在时间段t2中，时钟信号CLK为高电平状态，谐振电流IR为正电流。相应地，P型MOSFET M21处于截止状态，P 型MOSFET M22处于导通状态，控制端TX1接VCC，控制端TX2通过一个寄生二极管连接到VCC。双极型晶体管Q1处于导通状态，双极型晶体管Q2处于截止状态。

如图5c所示，直流输入电压Vin对主变压器T1的原边绕组Lp进行充电。谐振电流IR为正电流，即流出双极型晶体管Q1和Q2之间的节点，以及进一步流经主变压器T1的原边绕组Lp。谐振电流IR从驱动变压器T2的负载绕组W1的同名端流向异名端，相应地，在驱动变压器T2的驱动绕组W2和W3上感应出驱动电流，但驱动绕组W3和Q2 连接方式与W2和Q1的连接方式相反，因此使得双极型晶体管Q1导通以及双极型晶体管Q2截止。

在时间段t2期间随着主变压器T1的原边绕组Lp的充电过程，谐振电流IR逐渐增大维持为正电流。在时钟信号CLK从高电平状态翻转为低电平状态时，开始时间段t3。

第三阶段：在时间段t3中，时钟信号CLK为低电平状态，谐振电流IR为正电流。相应地，P型MOSFET M21导通，P型MOSFET M22 处于截止状态，控制端TX2接VCC，控制端TX1通过一个寄生二极管连接到VCC。双极型晶体管Q1和Q2均处于截止状态。

如图5d所示，直流输入电压Vin对双极型晶体管Q1的寄生电容进行充电，经由主变压器T1的原边绕组Lp返回供电端，使得双极型晶体管Q1和Q2之间的节点电压Vmid下降。谐振电流IR为正电流，即流出双极型晶体管Q1和Q2之间的节点，以及进一步从节点经由双极型晶体管Q2流至原边绕组Lp。谐振电流IR从驱动变压器T2的负载绕组 W1的同名端流向异名端，相应地，在驱动变压器T2的控制绕组W4的同名端(即，控制模块310的控制端TX1)感应出正电压。

如图5e所示，在节点电压Vmid下降至低于地电位时，双极型晶体管Q2的基极集电极结续流。驱动变压器T2的负载绕组W1和驱动绕组 W3串联使用。谐振电流IR为正电流，即流出双极型晶体管Q1和Q2 之间的节点，以及进一步从节点经由主变压器T1的原边绕组Lp和双极型晶体管Q2流回中间节点。谐振电流IR从驱动变压器T2的负载绕组 W1的同名端流向异名端，相应地，在驱动变压器T2的控制绕组W4的同名端(即，控制模块310的控制端TX1)感应出正电压，P型MOSFET M22的体二极管导通，但由于控制绕组W4与驱动绕组W2和W3存在匝比关系，驱动绕组W2和W3感应出的电压不足以导通Q1和Q2，因此，Q1和Q2截止。

在图4中B点之后，控制绕组W4的电流换向，由于TX1端的寄生二极管只有单向导通特性，当控制绕组W4里面的电流换向之后，因此控制绕组W4中将不在有电流流动。控制绕组W4就不再对两个驱动绕组W2和W3有短路的效果。在时间段t3期间直流输入电压对双极型晶体管Q1的寄生电容充电过程，谐振电流IR逐渐减小至零，开始时间段 t4。

第四阶段：在t4时刻，由于由于谐振电流IR换向，谐振电流IR从负载绕组W1的异名端流向同名端，绕组W2、W3和W4的驱动电流从同名端流向异名端；对于控制绕组W4由于TX1端有个二极管存在，阻止电流流动；驱动绕组W3的感应电流用于驱动三极管Q2开通；驱动绕组W2和Q1连接方式与W3和Q2的连接方式相反，无法驱动Q1开通，因此Q1截止。在时间段t4中，时钟信号CLK为低电平状态，谐振电流IR为负电流。相应地，P型MOSFET M21处于导通状态，P型 MOSFET M22处于截止状态，控制端TX2接VCC，控制端TX1通过一个寄生二极管连接到VCC。双极型晶体管Q1处于截止状态，双极型晶体管Q2处于导通状态。

如图5f所示，主变压器T1的原边绕组Lp经由双极型晶体管Q2放电。谐振电流IR为负电流，即流入双极型晶体管Q1和Q2之间的节点，以及进一步从节点经由双极型晶体管Q2流回原边绕组Lp。谐振电流IR 从驱动变压器T2的负载绕组W1的异名端流向同名端，相应地，在驱动变压器T2的驱动绕组W3上感应出驱动电流，使得双极型晶体管Q1 截止以及双极型晶体管Q2导通。

在时间段t4期间随着主变压器T1的原边绕组Lp的放电过程，谐振电流IR逐渐减小维持为负电流。在时钟信号CLK从低电平状态翻转为高电平状态时，开始重复上面的过程。

因此，在根据本实用新型实施例的LLC谐振变换器200中，控制模块310在工作过程的多个阶段中控制模块周期性地将所述控制绕组的第一端和第二端之一连接至供电电压。该LLC谐振变换器采用导通或断开控制绕组与供电电压之间的路径的方式控制绕组的连接状态，以避免控制绕组的两端都会产生负电压，会使得控制模块失效导致双极型晶体管器件损坏。

依照本实用新型的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该实用新型仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本实用新型的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本实用新型以及在本实用新型基础上的修改使用。本实用新型仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

设计图

LLC谐振变换器论文和设计

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